Дрейфовые транзисторы их параметры, преимущества и недостатки

Можно видеть, что в данном случае предельная частота fα транзистора будет определяться не столько частотной зависимостью β(ω), сколько частотной зависимостью γ(ω). Особенно при малых токах (0,1—0,3 ма) можно считать, что fα ≈ fγ. Для бездрейфового транзистора с ƒβ0= 17 Мгц частотная зависимость γ(ω) при токах 1 ма и выше будет несущес

твенной, для дрейфового же трнзистора с ƒβ0= 100 Мгц только при токе 15 ма можно считать fα = fβ . Этим объясняется тенденция к использованию дрейфовых транзисторов при повышенных токах эмиттера.

Другими словами, малая предельная частота коэффициента инжекции имеет более существенное значение для транзисторов с большими предельными частотами коэффициента переноса и мало влияет на частотные свойства транзистора с малыми предельными частотами коэффициента переноса.

Таким образом, коэффициент передачи тока α(ω) дрейфового транзистора будет определяться произведением эффективности эмиттера γ(ω), коэффициента переноса в базе β(ω) и коэффициента переноса в коллекторном переходе β*(ω). Кроме того, выходной ток IК в режиме короткого замыкания может уменьшаться и за счет действия цепочки rбСК [5]. Полное выражение для коэффициента передачи тока α(ω) для дрейфового транзистора с широким коллекторным переходом Wi будет иметь вид (без учета влияния rбСК)

(3.7)

Частотная зависимость каждого из этих сомножителей нами определена. Тем не менее, определение предельной частоты fα, представляет значительную сложность. Если положить, что частотная зависимость каждого из сомножителей может быть представлена частотной зависимостью вида[5]

(3.8)

(что для β*(ω) будет справедливо только на частотах ω < ωβ*), то выражение для | α | будет иметь вид

(3.9)

Решение такого уравнения в общем, виде связано со значительными трудностями, так как даже при двух сомножителях уравнение превращается в биквадратное. Задача может быть упрощена с помощью решения для двух сомножителей. Предположим, что мы имеем две RС-цепочки, модули коэффициентов передачи тока для которых соответственно равны

(3.10)

(3.11)

где ω1 и ω2— частоты спадания в раз величин α1 и α2. В этом случае частота, характеризующая спадание результирующего коэффициента передачи α12 =α1 α2 враз, определяется через соотношение частот

и

(3.12)

следующим образом:

(3.13)

Зная отношение частот , можно найти С (х) (по графику функции С(x)[5]) и определить результирующую граничную частоту для двух цепочек.

Несколько сложнее учесть третий сомножитель, так как результирующая амплитудно-частотная характеристика отличается от амплитудно-частотной характеристики одиночной цепочки, и повторить такой же прием для учета третьего члена, полагая

ƒ123=ƒ12C(x), где x =ƒ3/ƒ12,

можно лишь с некоторыми приближениями. Решение задачи облегчается тем, что результирующая частота всегда будет меньше меньшей из частот, а в области ω < ω12 амплитудно-частотная характеристика α12(ω) практически совпадает с амплитудно-частотной характеристикой одиночной RС-цепочки.

Отметим, что если одна из частот более чем в 5 раз превышает другую частоту, то ее влияние можно не учитывать, так как результирующая частота будет практически совпадать со значением меньшей частоты. Возвращаясь к приведенному выше примеру, рассчитаем величину fa дрейфового транзистора для тока 1 ма (ƒγ= 46,5 Мгц, ƒβ= 100 Мгц).

Полагая f1 = ƒβ = 100 Мгц и ƒ2 = ƒγ = 46,5 Мгц, получаем х = 0,465, С (х) = 0,42 и ƒα = ƒβ ·0,42 = 42 Мгц. В то же время при токе эмиттера iЭ = 15 ма fa = ƒβ = =100Мгц. При iЭ= 0,3 ма ƒβ > 5fy и ƒα= ƒγ = 14,7 Мгц. Так, в зависимости от режима по току предельная частота fa может меняться в 10—20 раз. Для того чтобы полностью использовать возможности дрейфового транзистора, необходимо выбирать такой рабочий ток эмиттера, который не приводил бы к ухудшению частотных свойств.

Следует отметить еще одну особенность дрейфового транзистора. В силу того, что в области базы концентрация у эмиттерного перехода высокая, а у коллекторного перехода низкая, то сопротивление базы дрейфового транзистора будет больше, чем сопротивление базы бездрейфового транзистора, концентрация примесей у которого по всей толщине базы будет высокой (равной NЭ). Расчеты показывают, что с ростом перепада концентраций сопротивление базы дрейфового транзистора возрастает почти по тому же самому закону, что и ƒβ. Если обеспечить условия, позволяющие получать fa=ƒβ, и сравнить максимальную частоту ƒМАКС дрейфового транзистора с максимальной частотой обычного бездрейфового транзистора, у которого концентрация примесей в области базы соответствует концентрации NЭ у эмиттера дрейфового транзистора, то получим следующую приближенную зависимость[5]:

(3.14)

Возможный выигрыш в максимальной частоте усиления мощности определяется для дрейфового транзистора практически только возможностью уменьшить коллекторную емкость, так как увеличение fα = ƒβ в числителе выражения для максимальной частоты усиления[5]

(3.15)

сопровождается пропорциональным увеличением rб в знаменателе этого выражения.

При получении зависимости (3.14) также предполагалось, что ширина коллекторного перехода может быть выбрана достаточно большой [5] и величина коллекторного напряжения ничем не ограничена.

Следует учитывать, что поскольку Из-за саморазогрева, поверхностного пробоя и так далее не удается обеспечить работу дрейфового транзистора при расчетных максимальных напряжениях, определяемых лавинным пробоем, то реальный выигрыш будет меньше, чем дает максимальное значение радикала..Тем не менее дрейфовые транзисторы будут всегда иметь более низкие значения коллекторных емкостей и более высокие пробивные напряжения, чем бездрейфовые транзисторы, изготовленные из сильнолегированного материала.

 Скачать реферат