Устройство радиоприемных устройств

1. СТРУКТУРНЫЕ СХЕМЫ РАДИОПРИЕМНЫХ УСТРОЙСТВ И ИХ ОСОБЕННОСТИ

РПУ — устройство, предназначенное для приема сообщений, передаваемых с помощью электромагнитных волн в радиочастотном и оптическом диапазонах. В соответствии с занимаемым в радиоканале местом РПУ должен обеспечивать 4 основные функции:

1. выделение полезного сигнала из смеси с шумом или другими мешающими сигналами;

2. усиление полезного сигнала;

3. ослабление мешающего действия помех, присутствующих во входных колебаниях;

4. детектирование радиочастотных сигналов с целью формирования колебаний, соответствующих передаваемому сообщению.

Структурная схема РПУ.

УТ — усилительно-преобразовательный тракт, служит для выделения полезных сигналов из всей совокупности поступающих от антенны сигналов и помех и усиление энергии сигнала до уровня, необходимого для нормальной работы последующих каскадов. Этот тракт является линейным по отношению к первичному сигналу

ИТ — информационный тракт, осуществляет основную обработку сигнала с целью выделения содержащей в нем информации (демодуляция), а также ослабление мешающего воздействия помех. Задачей ИТ является выделение информации с максимальной достоверностью (оптимальный прием). Для этого в составе ИТ предусматриваются оптимальный фильтр, цепи последетекторной обработки, следящие системы ЧАПЧ и ФАПЧ.ГТ — гетеродинный тракт преобразует частоту собственного или внешнего опорного генератора и формирует сетки частот, необходимые для работы преобразователей частоты в УТ, следящих систем и устройств обработки сигнала в ИТ. Зачастую это сложное самостоятельное устройство — синтезатор частот (СЧ).ТАУК — тракт адаптации, управления и контроля предназначен для ручного, дистанционного и автоматизированного управления режимом работы РПУ, а также для отражения качества его работы на соответствующих индикаторах. ОУ — оконечное устройство, где энергия выделяемого сигнала используется для получения требуемого выходного эффекта — акустического, оптического, механического. ВИП — вторичный источник питания, преобразует энергию первичного источника в форму, удобную для использования непосредственно в РПУ. Поскольку прием полезных сигналов всегда осуществляется в условиях воздействия недетерминированных, непредсказуемых помех, функционирование приемной подсистемы носит стохастический характер. В системах радиосвязи часто используется прием многоканальных сообщений. В РПУ таких систем имеется дополнительный тракт разделения каналов с последующими ОУ в каждом канале. Рассмотренная структурная схема является наиболее обшей, однако в конкретных РПУ отдельные связи между трактами и даже некоторые тракты могут отсутствовать или выполнять более ограниченный набор функций.

2. ЧАСТОТНЫЕ ДИАПАЗОНЫ, СИГНАЛЫ, ПОМЕХИ

В соответствии с рекомендациями Международного консультативного комитета по радио (МККР) при построении радиосистем передачи используется спектр радиочастот, разделенный на 9 диапазонов. Современные РПУ работают во всех радиодиапазонах, из которых наиболее широко используются диапазоны от НЧ до КВЧ включительно, а также на инфракрасных и видимых волнах оптического диапазона.

Приемники различных диапазонов могут существенно отличаться по структуре, схемной и конструктивной реализациям, элементной базе, однако существуют РПУ, которые обеспечивают прием в нескольких диапазонах («всеволновые»). Приемники звукового вещания работают в диапазонах волн: длинных (ДВ; 114), средних (СВ; СЧ), коротких (KB; ВЧ), ультракоротких (УКВ; ОВЧ), дециметровых (ДМВ; УВЧ). Вещательные телевизоры осуществляют прием программ наземных телевизионных систем в метровом и дециметровом диапазонах. В дециметровом и сантиметровом диапазонах работают РПУ радиорелейных и спутниковых систем связи и телевизионного вещания. Приемники систем прямой межспутниковой связи и телевизионных систем высокой четкости должны обеспечивать прием на миллиметровых, децимиллиметровых и оптических волнах.

По виду принимаемых сигналов приемники делят на два класса: непрерывных (аналоговых) и дискретных сигналов. По виду принимаемой информации различают РПУ радиотелефонные, звукового вещания, факсимильные, телевизионные, радиотелеграфные, передачи данных и др. Существуют, особенно в системах радиосвязи, РПУ, предназначенные для приема информации различных видов. В зависимости от вида используемой модуляции (манипуляции в случае дискретных сигналов) бывают приемники амплитудно-модулированных (АМ), частотно-модулированных (ЧМ), фазомодулированных (ФМ) сигналов, сигналов с одной боковой полосой (ОБП) и различными видами импульсной модуляции и др.

Кроме того, различают РПУ:

— по месту установки — стационарные, мобильные, бортовые переносные;

— по способу питания — питаемые от сети переменного тока, от аккумуляторов, гальванических или солнечных батарей, с универсальным питанием;

— по способу управления и коммутации — с ручным, частично или полностью автоматизированным, дистанционным, комбинированным управлением.

В месте приема сигнала существуют электромагнитные поля, создаваемые посторонними источниками естественного и искусственного происхождения. Соответствующие электромагнитные колебания воспринимаются РПУ и мешают приему полезного сообщения, т.е. являются так называемыми внешними радиопомехами. Кроме того, и в цепях самого РПУ возникают различные побочные мешающие электрофизические явления, проявляющиеся в виде внутренних помех приему. Исходное сообщение в процессе прохождения по радиоканалу претерпевает нежелательные изменения, оцениваемые искажением сигнала. Искажения имеют место, как вне приемопередающей аппаратуры, так и внутри нее. Первые связаны с рядом физических процессов, сопровождающих распространение электромагнитных волн, вторые обусловлены неидеальностью характеристик передатчика и приемника.

В решении проблемы помехоустойчивости радиоприема возникло новое направление, основанное на изучении и использовании различий и статистических характеристиках сигналов и помех с помощью методов теории передачи информации. Одним из важнейших достижений в этом направлении было создание теории потенциальной помехоустойчивости приема, на базе которой развивается современная теория анализа и синтеза радиосистем, оптимальных по помехоустойчивости.

В настоящее время техника радиоприема развивается по следующим основным направлениям:

— дальнейшее освоение наиболее высокочастотных диапазонов волн, включая миллиметровый, децимиллиметровый и оптический;

— широкое внедрение методов и средств цифровой обработки сигналов, микропроцессорной и вычислительной техники для автоматизации РПУ;

— совершенствование методов борьбы с помехами;

— значительное улучшение качественных показателей РПУ, увеличение функциональной сложности приемной техники;

— повышение степени интеграции функциональных узлов и блоков РПУ.

3. ЧУВСТВИТЕЛЬНОСТЬ ПРИЕМНИКА, КОЭФФИЦИЕНТ ШУМА, ШУМОВАЯ ТЕМПЕРАТУРА

Одна из важнейших электрических характеристик РПУ — чувствительность, под которой понимают способность приемника принимать слабые сигналы. Количественно чувствительность оценивается минимальной ЭДС в антенне или номинальной мощностью модулированного сигнала, при которых на выходе приемника сигнал воспроизводится с требуемым качеством. Когда внешние помехи мало влияют на прием, чувствительность ограничена собственными шумами РПУ, обусловленные в основном его флуктуационными шумами.

Источниками внутренних флуктуационных шумов в приемнике являются все пассивные элементы цепей, обладающие омическим сопротивлением, и активные приборы. Любой элемент цепи с омическим сопротивлением может быть представлен в виде эквивалентного генератора шумовой ЭДС или генератора шумового тока с «нешумящим» внутренним сопротивлением или проводимостью R.

Источником внешних шумов для приемника является антенна. Шумы приемной антенны складываются из тепловых шумов ее активного сопротивления, потерь и шумов сопротивления излучения.

Превышение сигнала над шумом С/Ш на выходе УТ задастся коэффициентом различимости , минимально допустимое значение которого h0 зависит от характера принимаемого сообщения, требуемого качества приема и вида модуляции сигнала.

В реальных условиях эксплуатации РПУ чаще пренебречь влиянием помех на радиоприем нельзя. Количественно чувствительность, ограниченную внутренними шумами, оценивают реальной или пороговой чувствительностью, коэффициентом шума или шумовой температурой.

Реальная чувствительность — чувствительность, определяемая при заданном отношении С/Ш h0 на выходе УТ. .

Пороговая, или предельная, чувствительность определяется уровнем входного сигнала, при котором h0 = 1.

Рассмотрим линейный шумящий 4-полюсник с входным сопротивлением RВХ и коэффициентом усиления (передачи) по мощности Кр = Рс вых/Рс вх, нагруженный на сопротивление RН. К его входным зажимам подключается источник сигнала с выходным сопротивлением RГ, являющийся одновременно и источником тепловых шумов.

При согласовании источника сигнала со входом 4-полюсника на входном сопротивлении последнего рассеивается максимальная (номинальная) мощность шумов

.

Если имеет место рассогласование источника сигнала и 4-полюсника, на RВХ рассеивается меньшая шумовая мощность

,

где η — коэффициент рассогласования, .

В 4-полюснике сигнал и шумы усиливаются (ослабляются) в КР раз, и если бы он был идеальным (нешумящим), на его нагрузочном сопротивлении RН рассеивалась бы мощность шумов . В реальном 4-полюснике

.

Коэффициент шума:

.

Т.о. коэффициент шума зависит от шумовых свойств источника сигнала, обусловленных его температурой Т. Для устранения этой неоднозначности принимают шумовую температуру источника сигнала равной комнатной Т0. Собственные шумы ухудшают отношение С/Ш на выходе 4-полюсника по сравнению с входным.

Чем выше уровень собственных шумов 4-полюсника, тем больше коэффициент шума отличается от 1. Для идеального нешумящего 4-полюсника Ш = 1. Коэффициент шума пассивного 4-полюсника в общем случае , а при его согласовании с источником сигнала и нагрузкой .

Для оценки шумовых свойств 4-полюсников, у которых коэффициенты шума близки к 1, используют эквивалентную шумовую темп-ру . Она показывает, насколько должна быть повышена абсолютная темп-ра сопротивления источника сигнала RГ, подключенного ко входу идентичного нешумящего 4-полюсника, чтобы мощность шумов на его выходе равнялась мощности шумов на выходе реального 4-полюсника.

Относительная шумовая температура tШ показывает, во сколько раз темп-ра нагрева сопротивления R д.б. больше нормальной темп-ры, чтобы генератор IШ ВХ создавал шумы эквивалентные шумам в цепи управляющего электрода. .

Шумовая температура 4-полюсника в отличие от коэффициента шума не зависит от шумовой температуры источника сигнала. В этом заключается ее преимущество как меры шумовых свойств.

4. ИЗБИРАТЕЛЬНОСТЬ РАДИОПРИЕМНИКА

Избирательность – способность РПрУ выделять сигнал, ослабляя действие мешающих процессов (помех). Избирательность (селективность) основана на использовании тех или иных различий сигналов и помех.

Виды избирательности

1) Пространственная – достигается с помощью остронаправленных приемных антенн или путем электронного управления синтезированной диаграммой направленности ФАР

2) Поляризационная – реализуется с помощью приемных антенн, которые настраиваются на вид поляризации волны полезного сигнала

3) Временная – (при приеме импульсных сигналов) такая избирательность достигается отпиранием приемника на время действия сигнала

4) Частотная избирательность – разделение сигналов осуществляется с помощью применения резонансных цепей и фильтров. (односигнальная и многосигнальная)

Односигнальная – избирательность определяется АЧХ фильтров УТ при действии на его входе только одного малого сигнала не вызывающего нелинейных эффектов. Количественно односигнальная избирательность РПрУ – величина, обратная g(f)

Se	Se [дБ]

Se = K0/K(f), определяет ослабление помехи при заданной ее расстройке Df = f – f0 относительно f0. Идеальная характеристика избирательности – прямоугольная с полосой пропускания, равной ширине спектра сигнала, в пределах которой Se = 1, а за ее пределами Se ® ¥. Такая характеристика обеспечивает неискаженное воспроизведение спектра сигнала и бесконечно большое подавление любой внеполосной помехи.

Многосигнальная. В большинстве систем радиосвязи сигнал принимается на фоне одной или нескольких помех. При этом нелинейность УТ приводит к следующим эффектам:

1)Перекрестная модуляция – перенос модуляции помехи на полезный сигнал

2)Сжатие амплитуды сигнала – нарушение линейной зависимости между амплитудами сигнала на выходе и входе УТ(переходная характеристика). Этот эффект наблюдается в режиме большого полезного сигнала

3)Блокирование полезного сигнала – возникает в следствие уменьшения коэф. Усиления УТ, но под действием сильных мешающих сигналов с частотами отличающимися от частот основного и побочного канала приема.

4)Интермодуляция – проявляется при воздействии на нелинейный элемент 2х или более процессов с частотам f пом.1, f пом.2, f пом.3,…. На выходе этого элемента возникает сложный спектр интермодуляционных колебаний: mf пом.1 + nf пом.2 + pf пом.3 + ………

5. ОБЩИЕ ТЕХНИЧЕСКИЕ ТРЕБОВАНИЯ К РПУ

Основными параметрами, характеризующими качество работы радиоприемника являются: диапазоны принимаемых частот (волн); реальная чувствительность; селективность по соседнему и зеркальному каналам и на частоте, равной промежуточной; коэффициент гармоник; действие автоматической регулировки усиления (АРУ), уровень фона.

Кроме основных параметров к современным радиоприемникам предъявляется ряд технических требований, входящих в перечень параметров, обязательно устанавливаемых ТУ на каждый конкретный тип приемника. Наиболее важными из них являются: максимальная чувствительность; стабильность настройки приемника; действие автоматической подстройки частоты гетеродина (АПЧ); потребление электроэнергии; максимальная выходная мощность и др.

Диапазон принимаемых частот определяет границы перестройки приемника в диапазонах длинных, средних, коротких и ультракоротких волн. Эти границы определены ГОСТ 5651 — 76 и соответственно равны:

ДВ: 150 — 408 кГц (2000,0 — 735,3 м);

СВ: 525 — 1605 кГц (571,1 — 186,9 м);

KB: 3,95 — 12,1 МГц (75,9 — 24,8 м);

УКВ: 65,8 — 73 МГц (4,56 — 4,11 м).

Чувствительность радиоприемника является параметром, который позволяет оценить возможность приемника принимать слабые сигналы радиостанций. Различают максимальную и реальную чувствительность приемника.

Реальная чувствительность определяет минимальный уровень входного сигнала, при котором обеспечивается стандартная (испытательная) выходная мощность при заданном соотношении напряжения входного сигнала к напряжению шумов. Для отечественных приемников испытательная выходная мощность принята равной 50 или 5 мВт, в зависимости от класса приемника. Заданное соотношение сигнал-шум при измерении реальной чувствительности приемника в диапазонах ДВ, СВ, KB — не менее 20 дБ, на УКВ — не менее 26 дБ.

Максимальная чувствительность — это чувствительность, ограниченная усилением. Она определяет такой минимальный уровень сигнала, при котором обеспечивается стандартная (испытательная) выходная мощность при установке всех органов управления приемника в положения, соответствующие максимальному усилению. Чувствительность радиоприемника зависит от многих факторов: усилительных свойств всех каскадов тракта приемника, уровня собственных шумов, ширины полосы пропускания и др.

Избирательность характеризует способность приемника выделять полезный сигнал из множества других сигналов, одновременно поступающих на его вход. При этом выделение сигнала осуществляется благодаря различию частот сигнала и помехи по частоте. Для радиовещательных приемников нормируются избирательности по соседнему и зеркальному каналам и относительно помехи, частота которой равна промежуточной. В диапазонах ДВ и СВ избирательность по соседнему каналу оценивается ухудшением чувствительности приемника на частоте, отличающейся от настройки приемника на ±9 кГц [До введения ГОСТ 5651 — 76 избирательность по соседнему каналу измерялась при расстройке ±10 кГц.]. Такая расстройка принята исходя из того, что в современной системе радиовещания в диапазонах ДВ и СВ несущие частоты соседних радиовещательных станций разнесены между собой на 9 кГц.

Избирательность по соседнему каналу определяется в основном трактом промежуточной частоты и в пределах диапазона изменяется незначительно.

Избирательность по зеркальному каналу определяет ослабление радиоприемником мешающего сигнала, отстоящего от принимаемого на удвоенное значение промежуточной частоты. Селективные (избирательные) свойства радиоприемника по зеркальному каналу определяются резонансными свойствами избирательных цепей до преобразователя частоты (входных цепей, УВЧ).

Избирательность по промежуточной частоте определяет ослабление приемником мешающего сигнала, частота которого равна промежуточной частоте приемника. Величины промежуточных частот приемников определены ГОСТ 5651 — 76. Работа радиостанций на этих частотах запрещена. Однако в ряде случаев гармоники радиостанций могут совпадать с промежуточной частотой приемника. При этом они могут быть сильными помехами при приеме других радиостанций.

Действие автоматической регулировки усиления (АРУ) оценивается соотношением изменения напряжений на входе и выходе приемника. Система АРУ во всех современных приемниках является обязательным элементом схемы. Она используется для защиты от перегрузок каскадов усилительного тракта, резкого изменения уровня громкости при перестройке приемника со слабой станции на сильную и обратно и замираний на КВ. Замирания наблюдаются в диапазоне KB при приеме дальних станций. Они вызваны условиями распространения волн в этом диапазоне. Усиление каскадов приемника при приеме сильных сигналов, начиная с некоторого определенного уровня, автоматически уменьшается в такой степени, чтобы напряжение сигнала на выходе приемника оставалось относительно постоянным.

Автоматическая подстройка частоты гетеродина (АПЧ) используется в приемниках для обеспечения устойчивого приема сигнала. Сигнал на выходе приемника может пропасть из-за ухода частоты гетеродина, вызванного изменением температуры окружающей среды, напряжения источника питания, уровня входного сигнала, настабильностью параметров элементов схемы и т. п.

Система АПЧ позволяет устранить расстройку гетеродина. Качество АПЧ характеризуется коэффициентом автоподстройки, полосой захвата и полосой удержания.

Коэффициент автоподстройки характеризует эффективность системы АПЧ и равен отношению величины начальной расстройки при выключенной АПЧ к остаточной расстройке при включенной АПЧ. Чем больше значение коэффициента, тем эффективнее система АПЧ.

Полоса захвата определяется максимальной начальной расстройкой, при которой обеспечивается подстраивающее действие системы АПЧ. Полоса захвата не должна быть слишком широкой, чтобы не происходило захватывания АПЧ сильным сигналом соседней станции.

Полоса удержания определяется максимальной расстройкой, при которой сохраняется подстраивающее действие системы АПЧ, при увеличении начальной расстройки. Полоса удержания должна быть не уже возможного диапазона нестабильности частот принимаемого сигнала или сигнала гетеродина приемника.

6. ПОМЕХОУСТОЙЧИВОСТЬ

- это способность радиоприемного устройства обеспечивать нормальное функционирование в условиях воздействия определенной совокупности помех. Для количественной оценки помехоустойчивости используются различные критерии:

Ø вероятностный (при приеме дискретных сигналов)

Ø энергетический

Ø артикуляционный (разборчивость)

Вероятностный основан на определении средней вероятности искажения элементарного сигнала Р0 ,которая зависит от отклонения мощности сигнала и мощности помехи. График этой вероятности Р0(h) называется характеристикой помехоустойчивости:

Р0(h)

- убывающая характеристика

0 h

Энергетический применяется при анализе аналоговых сигналов(при приеме). Критерий основан на измерении отношений мощностей сигнала и помехи на выходе приемника при заданном отношении сигнал/шум на входе.

Артикуляционный применяется при передаче речевых сообщений. Основан на экспертной оценке разборчивости передаваемых тестовых текстов.

Верность воспроизведения сообщений – это способность приемника в отсутствии помех воспроизводить на выходе закон модуляции входных сигналов с заданной точностью.

Шумы элементов РПУ.

1. Внешние:

Источники:

Ø Приемная антенна и ее активное сопротивление потерь

Ø Излучения космоса, атмосферы, Земли.

2. Внутренние:

Ø Тепловой шум (процесс хаотического перемещения свободных носителей заряда в каждом омическом сопротивлении под воздействием теплового возбуждения)

Среднее значение такого шума = 0, а энергетический спектр равномерен от 1011…1012 Гц – белый шум.

В биполярном ТР шумы состоят из 3 составляющих:

1)тепловые шумы объемных сопротивлений базы, эмиттера, коллектора

2)флуктуация заряда, протекающего через коллекторные и эмиттерные переходы(дробовой шум)

3)флуктуации коллекторного и базового токов, обусловленная случайным процессом рекомбинации носителей зарядов в базе.

В полевом ТР уровень шумов < чем в биполярном. В полевом источники тепловых шумов:

1)объемное сопротивление стока и истока

2)канал, как управляемый резистор

3)дробовой шум тока утечки затвора.

7. РАСЧЕТ КОЭФФИЦИЕНТА ШУМА РПУ

Внутренние шумы.

Процесс хаотического движения свободных носителей заряда в каждом омическом сопротивлении под воздействием теплового возбуждения называется тепловым шумом. Среднее значение такого шума = 0, а энергетический спектр равномерен в полосе частот от 0 до 1011 – 1012 Гц.

Любой элемент м/б представлен в виде эквивалентной схемы генератора шумовой ЭДС:

Пш – шумовая полоса в герцах

к – постоянная Больцмана.

γ(f) – нормированная АЧХ.

В БТР шумы состоят из трех составляющих:

· Тепловые шумы объемных сопротивлений Б, Э, К.

· Флуктуация заряда протекающего через ЭП и КП – дробовой шум.

· Флуктуация базового и коллекторного токов обусловленная случайным процессом рекомбинации носителей заряда в базе.

В ПТР (уровень шумов меньше чем у БТР):

· Тепловой шум: Объемное сопротивление стока и истока

· Канал, как управляемый резистор

· Дробовой шум тока утечки затвора

Общая эквивалентная схема усилительного прибора(УП).

G11 – входная проводимость.

Шум на выходе эквивалентной схемы можно представить как следствие усиления подводимого к управляющему электроду шумового напряжения, создаваемого двумя эквивалентными генераторами (Iш вх, Eш вх).

T0 = 200 С

tш – относительная шумовая температура, показывает во сколько температура нагрева G11 д/б больше нормальной температуры, что бы генератор тока Iш вх создавал шумы, эквивалентные тем, которые находятся в цепи управляющего электрода.

Шумовые свойства БТР зависят от усиления, режима питания, от способа включения прибора.

БТР: Rш < 10 Ом, tш < 1

ПТР: Rш = (0,6…0,75)/s, s – крутизна.

Внешние шумы.

Основным источником является антенна, т.е. ее активное сопротивление потерь; излучения космоса, атмосферы, Земли.

- сопротивление излучения антенны.

- эквивалентная шумовая температура.

Для количественной оценки шумовых свойств приемника используется один из показателей:

· Шумовая температура.

· Коэффициент шума.

Эти параметры определяются для линейной части тракта приемника (т.е. до первого нелинейного звена приемника)

Представим линейный шумящий преобразователь в виде четырехполюсника с Rвх и коэффициентом передачи по мощности kp = Pвых / Pвх, и нагруженный на Rн. К входным зажимам такого четырехполюсника подключен источник сигнала с входным сопротивлением Rг, который одновременно является источником шумов. При согласовании источника сигнала со входом преобразователя Rг = Rш на Rвх преобразователя рассеивается :

На практике имеет место рассогласование источника и преобразователя:

- коэффициент рассогласования, зависит от Rг и Rвх.

В самом преобразователе шумы и сигнал усиливаются или ослабляются в kp раз. В случае, если преобразователь идеальный нешумящий, то мощность шумов на выходе:

В реально преобразователе к этим шумам добавляются его собственные шумы Pш собст и на Rн рассеивается большее количество шумов:

Коэффициент шума:

Коэффициент шума можно определить еще одним соотношением:

Чем выше уровень собственных шумов преобразователя, тем больше коэффициент шума отличается от 1.

Для пассивного преобразователя (фильтр, фидер):

При условии согласования: Ш = 1/, < 1 => Ш > 1.

Для расчета коэффициента шума всего усилительного тракта нам известно, что каскады образующие тракт имеют одинаковую полосу

:

Из этой формулы видно, что шумовые свойства всего приемного устройства определяются в основном его первыми каскадами, причем не только их шумовыми показателями, но и коэффициентами передачи по мощности, которые д/б как можно большими.

Для малошумящих преобразователе неудобно пользоваться коэффициентом шума, т.к. он ≈ 1. Поэтому для них удобно использовать эквивалентную шумовую температуру:

Эта температура показывает на сколько д/б повышена абсолютная температура сопротивления источника сигнала, подключенного ко входу идентичного, но нешумящего четырехполюсника, что бы мощность шумов на его выходе = мощности шумов на выходе реального преобразователя.

8,9,10,11 Входные цепи РПУ, основные показатели, схемы.

Входной цепью называют часть схемы приемника, связывающую антенно-фидерную систему с входом первого каскада приемника. Первым каскадом может быть усилитель радиочастоты или смеситель. Основным назначением входных цепей является передача полезного сигнала от антенны к входу первого активного элемента и предварительное выделение принимаемого полезного сигнала из всей совокупности сигналов, индуцируемых в антенной цепи. Входная цепь обычно представляет собой пассивный четырехполюсник, включающий в себя резонансную систему и элементы связи. В зависимости от диапазона частот резонансная система выполняется на сосредоточенных или распределенных элементах и состоит из одного или нескольких колебательных контуров или резонаторов (коаксиальных, полосковых, объемных). Элементы связи обеспечивают связь антенной цепи с контуром (резонатором), а при нескольких резонансных элементах, связь между ними и первым каскадом приемника. В диапазонных приемниках наибольшее распространение получили одноконтурные входные цепи. В профессиональных приемниках могут применяться двухконтурные и многоконтурные входные цепи. На рис.1-3 приведены часто встречающиеся схемы одноконтурных входных цепей. Схемы отличаются способами связи входного контура с антенной.

Рис. 1. В.Ц. с трансформаторной Рис. 2. В.Ц. с емкостной связью с связью с антенной

На рис.1 приведена схема с трансформаторной связью между контуром входной цепи Lк Ск и антенной А. В схеме на рис.2 использована емкостная связь входного контура с антенной.

Основными электрическими характеристиками входных цепей являются: коэффициент передачи напряжения (мощности), полоса пропускания, избирательность, диапазон рабочих частот.

Коэффициентом передачи входной цепи по напряжению называют отношение напряжения сигнала на входе первого активного элемента приемника к величине ЭДС в антенне , а в случае ферритовой антенны - к напряженности поля сигнала:

.

Коэффициент передачи напряжения на частоте настройки входной цепи называют резонансным коэффициентом передачи

.

Полоса пропускания - ширина области частот, в пределах которой сохраняется допустимая неравномерность коэффициента передачи.

Избирательность - входных цепей определяет степень уменьшения коэффициента передачи напряжения при заданной растройке по сравнению с резонансным значением

.

Диапазон рабочих частот. Входная цепь должна обеспечить возможность настройки на любую частоту заданного диапазона приемника при удовлетворении требований, предъявляемых к изменению коэффициента передачи, полосы пропускания, избирательности. Коэффициентом перекрытия диапазона называют отношение максимальной частоты диапазона к минимальной:

.

Полный диапазон перестройки приемника обычно разбивают на ряд поддиапазонов. Находят применение два основных способа разбивки диапазона на поддиапазоны.

С постоянным частотным интервалом (рис.5).

Рис.5.Разбивка на поддиапазоны

При этом способе разность максимальной и минимальной частот у всех поддиапазонов одинакова .

Коэффициент перекрытия диапазона в этом случае с ростом частоты поддиапазона уменьшается

С постоянным коэффициентом перекрытия.

При этом способе коэффициенты перекрытия всех поддиапазонов одинаковы

Этот способ более экономичный, т.к. для перекрытия всего рабочего диапазона частот требуется меньшее число поддиапазонов.

Однако из следует, что с увеличением частоты возрастает , следовательно, возрастает плотность настройки.

В специальной аппаратуре обычно используется первый способ перекрытия рабочего диапазона частот, в аппаратуре широкого применения - второй.

Рассмотрим основные соотношения, используемые для расчета параметров входных цепей.

Эквивалентная емкость контура складывается из емкости органа настройки (обычно конденсатор переменной емкости или варикап) , собственной емкости катушки контура , емкости монтажа , емкости подстроечного конденсатора (при расчетах выбирается среднее значение), вносимой емкости со стороны электронного прибора , пересчитанной в контур через коэффициент трансформации (включения) n:

Для усилителей на биполярных транзисторах коэффициент трансформации n может быть определен из двух условий: из условия внесения в контур со стороны первого каскада усилителя емкости, составляющей не более 10-20% от минимальной начальной емкости контура

,

где - минимальная емкость органа настройки, то есть,

и из условия допустимого увеличения затухания контура

здесь - входное сопротивление каскада, подключенного к контуру входной цепи; - характеристическое сопротивление контура на максимальной частоте; - конструктивная (собственная) добротность контура; - коэффициент шунтирования контура электронным прибором. Для схем на полевых транзисторах (с общим истоком) в диапазонах ДВ, СВ и KB . В остальных случаях . Из двух значений следует выбирать меньшее.

Индуктивность контура входной цепи рассчитывается по формуле

где - максимальная частота поддиапазона;

- минимальная эквивалентная емкость.

При емкостной связи контура с антенной величина конденсатора связи определяется из двух условий:

где - емкость антенны;

- коэффициент разброса емкости антенны;

- активное сопротивление антенны;

- коэффициент разброса сопротивления антенны. Из двух полученных значений емкости связи следует взять меньше.

Величина полной емкости контура при этом с учетом влияния емкости антенны равна , где

Резонансный коэффициент передачи напряжения входной цепью с емкостной связью определяется по формуле

Степень расстройки антенной цепи относительно крайних частот поддиапазона при трансформаторной (индуктивной) связи в зависимости от способа настройки входной цепи, характеризуется коэффициентом удлинения или коэффициентом укорочения , где - собственная резонансная частота антенной цепи.

Коэффициенты или выбираются в пределах от 1,25 до 3, но при этом необходимо следить за тем, чтобы резонансная частота антенной цепи не совпадала с частотами побочных каналов приема.

Индуктивность катушки связи для режимов удлинения или укорочения может быть подсчитана по формулам:

где - коэффициент разброса индуктивности антенны.

Добротность катушки связи выбирается обычно из условия . Тогда затухание антенной цепи определяется соотношением

где - для режима удлинения; f=fmax - для режима укорочения, .

При этом минимальное значение коэффициента связи, обеспечивающее оптимальную связь для согласования по мощности будет равно:

Коэффициент связи, с одной стороны, должен быть не больше того значения, при котором затухание контура увеличивается за счет реакции антенной цепи не более чем на (20-25)%, а коэффициент передачи по напряжению уменьшается не более чем на 25% от значения при оптимальной связи; при этом . С другой стороны, допустимый сдвиг резонансной частоты контура , вызываемый реактивной составляющей сопротивления антенной цепи, должен быть менее половины полосы пропускания, т.е. . Этому условию соответствует выражение

При укороченной настройке в формуле для нужно заменить на .

Выбирают меньшее значение или , однако коэффициент связи не должен быть больше конструктивно выполнимого (для многослойных катушек 0,5 - 0,6, а для однослойных 0,4 - 0,5).

Взаимная индукция между колебательным контуром и обмоткой связи определяется соотношением

Резонансные коэффициенты передачи входной цепи для режимов удлинения и укорочения могут быть найдены по формулам:

;

где - частота настройки контура;

- собственная резонансная частота антенной цепи, соответствующая средним параметрам антенны.

При индуктивно-емкостной связи входной цепи с антенной рекомендуется выбирать = 1,25 - 1,4. Расчет производится в том же порядке, что и для схемы с индуктивной связью.

Дополнительно к этому определяется величина емкости связи

Коэффициент передачи равен

Избирательные свойства одиночного резонансного контура оцениваются характеристикой избирательности («кривая избирательность»)

,

где ξ – обобщенная расстройка контура;

- эквивалентное затухание контура;

f - текущее значение частоты; fo - резонансная частота контура .

Полоса пропускания одиночного контура по уровню 0,707 (-3дБ) оценивается выражением .

12.УСИЛИТЕЛИ РАДИОЧАСТОТЫ И ПРОМЕЖУТОЧНОЙ

Рис.1. УРЧ на полевом транзисторе

Рис.2. УРЧ на биполярном транзисторе

Рис.3. УРЧ с индуктивной связью с избирательной системой

Рис.5. Обобщенная эквивалентная схема резонансного усилителя

К числу основных электрических характеристик усилителей относятся:

1.Резонансный коэффициент усиления напряжения .

На сверхвысоких частотах (СВЧ) чаще применяют понятие коэффициента усиления по мощности , где - активная составляющая входной проводимости усилителя; - активная составляющая проводимость нагрузки.

2.Частотная избирательность усилителя показывает относительное уменьшение усиления при заданной расстройке .

Иногда избирательность характеризуют коэффициентом прямоугольности, например, .

3.Коэффициент шума определяет шумовые свойства усилителя.

4.Искажения сигнала в усилителе: амплитудно-частотные, фазовые, нелинейные.

5.Устойчивость работы усилителя определяется его способностью сохранять в процессе эксплуатации основные характеристики (обычно Ко и АЧХ), а также отсутствие склонности к самовозбуждению.

13. МАЛОШУМЯЩИЕ УРЧ

14. УСТОЙЧИВОСТЬ УВЧ, ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ

15. ПОВЫШЕНИЕ УСТОЙЧИВОСТИ УВЧ. КОРРЕКЦИЯ И НЕЙТРАЛИЗАЦИЯ ВНУТРЕННЕЙ ОС

16. КАСКАДНЫЕ УСИЛИТЕЛИ

В то время как ус-ль с ОБ характеризуется более широкой полосой пропускания по сравнению с конфигурацией с ОЭ, серьёзным недостатком 1ого во многих случаях является низкое полное входное сопротивление.

Для решения этой проблемы используется каскад с ОЭ с низким коэф-м усиления, предшествующий каскаду с ОБ с достаточно высоким полным входным сопротивлением.

Каскодный усилитель характеризуется одновременно широкой полосой пропускания и достаточно высоким полным входным сопротивлением. Каскодное включение транзисторов увелич. отношение величины S в широкой полосе частот.

17. УПЧ

Формируют резонансную кривую приемника, определяют его полосу пропускания и избир-ть. УПЧ обеспечивает усиление сигнала до величины, требуемой для нормальной работы детектора. Промежуточная частота определяется шириной спектра сигнала и обычно <100 МГц. Основные показатели УПЧ: 1)резонансный коэф-т усиления, указывается на средней частоте полосы пропускания, 2)избирательность по соседнему каналу, 3)коэф-т шума, 4)полоса пропускания, определяющая степень искажения сигнала, 5)устойчивость и надежность работы. Схемы УПЧ и их характеристики:

1) n одноконтурных каскадов

K0 =(m1m2|y21|Rэ)n – коэф-т передачи резонансный

Резонансная кривая далека от прямоугольной. Избирательность по соседнему каналу невысокая.

2) Усилитель с парами расстроенных каскадов, число каскадов кратно 2.

3) УПЧ с тройками расстроенных каскадов

4) Усилитель с двухконтурными фильтрами

По форме резонансная кривая будет совпадать с резонансной кривой УРЧ с парой расстроенных каскадов

5) Фильтры сосредоточенной избирательности (ФСЧ)

Т.к. связь между контурами емкостная, то катушка экранируется.

Расчет таких фильтров ведется по графикам.

18. ПРОХОЖДЕНИЕ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ ЧЕРЕЗ УВЧ

Основ. показатель цепи при анализе перех. процессов – переходная характеристика.

Длительность перех. Процесса (длит-ть фронта) – время установления амплитуды от 0,1 до 0,9 установившегося значения.

Время спада – время изменения амплитуды от 0,9 до 0,1 от установившегося значения.

Время запаздывания – время нарастания сигнала от 0 до 0,5 от установившегося значения.

Длит-ть перех. процесса можно определить аналитически, вычислив реакцию усилителя на мгновен. включение напряжения Umвх и частотой wс . Если подаваемая частота равняется wc = w0 (резон.част.), то огибающую можно определить по ф-ле Агеева-Кобзарева.

Колебания огибающей объясн. возникновением собственных колебаний в контуре при возбуждении.

19. ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ. ОБЩАЯ ТЕОРИЯ

Преобразователи частоты (ПЧ) предназначены для переноса спектра модулированного сигнала из одной области частотного диапазона в другую. Перенос спектра должен происходить без изменения вида и параметров модуляции – без нелинейных искажений информац. сигнала.

Преобразование частоты возможно в результате перемножения двух напряжений. Одно из них – принятый сигнал uC = UCcos(wCt + jC),второе - напряжение вспомогательного генератора (гетеродина) uГ = UГ coswГt. В результате перемножения напряжений сигнала и гетеродина появляются комбинационные составляющие частот uC × uГ = 0,5 UC ×UГ cos[(wГ ± wC)t ± jC).

Одна из комбинационных составляющих выделяется фильтром uпр = Uпрcos(wпрt + jпр) – напряжение промежуточной частоты.

Перемножитель напряжений можно реализовать с помощью нелинейной цепи или цепей с периодическим изменением параметров под действием гетеродина. В качестве нелин. параметрических элементов используются транзисторы и диоды.

Сигнал на входе смесителя должен быть малым, чтобы нелинейность характеристики смесителя не приводила к заметным искажениям принимаемого сигнала, а гетеродин использовался для изменения параметра. Напряжение гетеродина сравнительно велико, поэтому проводимость смесителя будет меняться по закону изменения напряжения гетеродина.

Основные показатели качества преобразователя частоты: диапазон рабочих частот, избирательность, коэффициент шума, искажения, устойчивость, надежность, коэффициенты усиления по напряжению и по мощности.

Преобразователь частоты состоит из смесителя, фильтра промежуточной частоты (ФПЧ) и гетеродина (Г).

Смеситель можно представить 6-типолюсником, на который подаются напряжения преобразуемого сигнала uC и гетеродина uГ, а на выходе выделяется напряжение промежуточной частоты uпр. Напряжение сигнала и промежуточной частоты гораздо меньше напряжения гетеродина uC » uпр « uГ, поэтому можно полагать, что проводимость НЭ меняется только под действием напряжения гетеродина. Входной и выходной токи ПЭ представим в виде функций

i1 = f1(uГ, uC, uпр); i2 = f2(uГ, uC, uпр),

которые определяются статическими характеристиками смесителя и режимом его работы.

Промежуточная частота определяется одним из следующих соотношений:

wnp = kwГ + wC ; (4.14)

wnp = kwГ - wC при kwГ > wC; (4.15)

wnp = wC - kwГ при kwГ < wC, де k = 1, 2, . – целое число.

Наиболее распространено преобразование первого порядка (k = 1). Преобразование порядка k (при k > 1) называется преобразованием на гармониках гетеродина.

Выражение в комплексной форме имеет вид

= 0,5 + ,

= 0,5 + .

Здесь = UC ; = ; = UC

– комплексные величины – векторы напряжений сигнала и промежуточной частоты; и – комплексно-сопряженные величины – с противоположными знаками фазового угла jC.

Выражение (4.17) называется уравнением прямого не инвертирующего преобразования частоты. Не инвертирующее преобразование не меняет положение боковых полос (БП) спектра – рис. 4.4, а), в).

Формула (4.18) называется уравнением прямого инвертирующего преобразования частоты. Инвертирующее преобразование частоты меняет местами боковые полосы: нижняя полоса становится верхней и наоборот – рис. 4.4,б).

Первое слагаемое в (4.17) и (4.18) характеризует процесс преобразования частоты. Второе слагаемое обусловлено реакцией нагрузки. Коэффициент пропорциональности между амплитудой выходного тока промежуточной частоты и амплитудой напряжения входного сигнала при коротком замыкании (к.з.) на выходе называют крутизной преобразования:

G21пр = = 0,5 (4.19)

– она определяется половиной амплитуды k-й гармоники проводимости прямого действия.

Выходная проводимость ПЧ при коротком замыкании на входе определяется постоянной составляющей выходной проводимости смесителя, изменяющейся под действием гетеродина:

G22пр = = . (4.20)

После преобразований (4.21), аналогичных при выводе (4.17) и (4.18), получаем в комплексной форме

= + 0,5,

при wC = kwГ ± wnp

= + 0,5 (4.23)

при wC = kwГ - wC. Это уравнения обратного преобразования для инвертирующего (4.22) и не инвертирующего (4.23) преобразователя частоты.

Коэффициент пропорциональности между амплитудой тока с частотой сигнала на входе и амплитудой напряжения промежуточной частоты на выходе смесителя при коротком замыкании на входе называют крутизной обратного преобразования:

G21пр = = 0,5; G12пр = ½ = 0 = 0,5. (4.24)

G11пр == = 0,5. (4.25)

В общем случае при использовании инерционного НЭ и смесителе параметры (4.19), (4.20) и (4.24), (4.25) комплексные, аналогичные параметрам усилительного прибора, но с учетом режима преобразования частоты и действия напряжения гетеродина.

Таким образом, не инвертирующий преобразователь частоты можно описать системой двух линейных уравнений

= Y11 + Y12; = Y21 + Y22. (4.26)

Инвертирующий преобразователь описывается уравнениями

= Y11 + Y12; = Y21 + Y22. (4.27)

Полученные выражения справедливы только для амплитуд, а не мгновенных значений токов и напряжений, которые отличаются по частоте на входе и выходе.

Обратное преобразование аналогично обратной связи (ОС) в усилителе, но она своеобразна – это нелинейная ОС. В ПЧ на невзаимном элементе ОС гораздо слабее, чем в усилителе, но проверять преобразователь на устойчивость необходимо и следует принимать соответствующие меры повышения устойчивости. Такими мерами могут быть уменьшение коэффициента усиления до значения устойчивого и каскодное соединение электронных приборов в смесителе. Применение нейтрализации в преобразователе невозможно, так как частоты на его входе и выходе различны.

20. ТРАНЗИСТОРНЫЕ ПРЕОБРАЗОВАТЕЛИ ЧАСТОТЫ

Для преобразования частоты используют как полевые (ПТ), так и биполярные (БТ) транзисторы. Преобразование происходит вследствие изменения крутизны характеристики прямой передачи под действием напряжения гетеродина. Возможны различные варианты схем подачи напряжения сигнала и гетеродина на смесительные элементы.

На рис.4.8 – схемы преобразователей с отдельным гетеродином на ПТ и БТ. В первой схеме напряжение сигнала подано в цепь затвора, а напряжение гетеродина – в цепь истока. По сигналу получается схема с общим истоком (ОИ), а для гетеродина – схема с общим затвором (03). Во второй схеме напряжение сигнала подается в цепь базы, а напряжение гетеродина – в цепь эмиттера. Этим достигается хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина.

Рис.4.9 – Схема на двух затворном ПТ

Лучшая развязка между сигнальной и гетеродинной цепями остигается в схеме на двух затворном ПТ – рис.4.9. Напряжения сигнала и гетеродина подаются на разные затворы. Преобразование частоты в этой схеме происходит за счет изменения крутизны сток-затворной характеристики по сигнальному затвору при изменении напряжения на гетеродинном затворе.

Хорошая развязка цепей сигнала и гетеродина и высокая устойчивость против самовозбуждения в широком диапазоне частот достигаются в каскодных смесителях. в которой напряжения сигнала и гетеродина поданы на базы разных транзисторов.

Рис. 4.10 – Каскадная схема

По сигналу получается каскадная схема общий эмиттер – общая база (ОЭ–ОБ), обеспечивающая высокую устойчивость. Преобразование частоты происходит вследствие изменения крутизны характеристики второго транзистора.

Аналогично можно построить каскадный смеситель на ПТ.

Преобразовательный электронный прибор — транзистор можно использовать одновременно и для генерирования колебаний. В этом случае преобразователь называется генерирующим (автодинным). Но оптимальные режимы для генерирования и для преобразования частоты неодинаковы. Стабильность частоты генерации получается низкой, поэтому автодинные ПЧ используются только в недорогих приемниках невысокого класса. В профессиональных РПрУ используются ПЧ с отдельным гетеродином.

Рис. 4.11 – К определению крутизны преобразования

Режим по постоянному току смесителей выбирают так, чтобы работать на нелинейном участке ВАХ прямой передачи и по возможности использовать участок с линейным изменением крутизны этой характеристики – рис.4.11. Из графика на рис.4.11, а) следует, что амплитуда первой гармоники крутизны » 0,5(g21max – g21min), a крутизна преобразования по первой гармонике согласно (4.19) G21пр= 0,5 » 0,25(g21max – g21min). В режиме усиления можно использовать g21 = g21max, следовательно, крутизна в режиме преобразования меньше крутизны в режиме усиления.

Анализ ПЧ на БТ возможен с использованием экспоненциальной аппроксимации характеристик. Например, входная характеристика БТ в схеме ОБ iЭ = f (uБЭ) хорошо аппроксимируется экспонентой iЭ = i0( – 1), где i0 и b – параметры экспоненты, определяются из реальных характеристик транзистора. Учитывая соотношение iK = h21б iЭ и выражение определяем крутизну

g21 = diK/duБЭ = h21б diЭ /duБЭ = h21б bi0. g21(t) = bIK0[J0(bUГ) +Jk(bUГ) coskwГt].

Входные и выходные сопротивления транзистором в режиме преобразования приблизительно в 1,5 .2 раза больше, чем в режиме усиления, а входные и выходные емкости в режиме усиления и преобразования фактически одинаковы.

ПТ имеет квадратичную сток-затворную характеристику, этим обусловлена линейная зависимость крутизны этой характеристики g21 от UЗИ

21. ДИОДНЫЕ ПЧ, СХЕМЫ, ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ

Различаются они способом подачи напряжения ГТ.

Напряжение ГТ подается на тот же контур, на который подается сигнал. Верхняя схема используется в случае, если fГ отличающаяся от частоты сигнала на величину fПР, оказывается в полосе пропускания входного контура. Нижняя схема применяется, если ослабление колебаний ГТ во входном контуре слишком велико. Эквивалентная схема диода (первый рисунок).

g — активная проводимость. СД — емкость держателя кристалла. С — емкость p-n-перехода.

LS и rS — индуктивность и сопрот. соединительных проводников.

У диодов в ДМВ и СМВ LS и rS малы, поэтому схема упрощается (второй рисунок).

Режимы работы:

Резистивный, напряжение ГТ меняется в области прямого тока. Применяется диод с малой барьерной емкостью, главную роль играет нелинейное активное сопротивление.

Емкостной. Используется закрытый p-n-переход. Применяется диод со сравнительно большой нелинейной емкостью (варикап).

Модуль резонансного коэф. передачи напряжения при резистивном режиме:

Эквивалентные резонансные проводимости входного и выходного контуров.

Существуют оптимальные значения коэф-в включения m1 и m2. В этом режиме используют диоды с барьером Шоттки, обращенные диоды.

ПЧ на туннельном диоде может иметь КР > 1из-за отриц-й проводимости в зоне туннельного эффекта. По шумовым характеристикам и стабильности такой ПЧ уступает ПЧ на ТР. В см и мм диапазонах используют балансные ПЧ, способные ослаблять шумы ГТ.

В емкостном режиме пренебрегают активными проводимостями. Входная проводимость неинвертирующего ПЧ:

,

где GНЭ – эквивалентная результирующая проводимость выходного контура с нагрузкой.

Для инвертирующего ПЧ:

.

Отрицательная проводимость приводит к регенеративному усилению колебаний на частоте принимаемого сигнала

22. ГЕТЕРОДИНЫ, ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ, СХЕМЫ

Возможны два пути построения гетеродинов — первый основывается на применении синтезаторов частот, второй — на использовании автогенераторов (АГ), работающих в режиме свободных (автономных) колебаний. Основным достоинством СЧ является малое значение относительной нестабильности, определяемое эталонным генератором. При кварцевом термостатированном ЭГ ее величина равна 10-6, а при двойном термостатировании и прецизионном кварцевом резонаторе уменьшается до 10-7…10-8. Квантовые стандарты частоты дают нестабильность 10-11…10-13. Однако любой вариант построения СЧ не позволяет получить непрерывное перекрытие диапазона частот. Эго свойство наряду со сложностью схемотехнических решений является основным недостатком метода синтеза гетеродинных частот. Автономный АГ обладает сравнительно малой стабильностью, однако может обеспечить плавное перекрытие диапазона. Дня уменьшения нестаб. в этом случае осуществляют оптимизацию режима работы АЭ, термостатирование и термокомпенсацию, влагозашиту и т.д. Большое значение приобретает повышение добротности колебательных контуров, входящих и ЛГ (переход на Д1\ полые и ПЛВ-резонаторы).

Если приемник имеет фиксированную настройку, т.е. необходимо обеспечить только одно значение fГ то источником гетеродинных колебаний является обычно тракт умножения частоты fЭТ.

АГ обеспечивают необходимые уровни мощности в дециметровом, сантиметровом и в значительной части миллиметрового диапазонов. На частотах ниже 10 ГГц наименьшими шумами обладают АГ на БТ, на более высоких частотах удовлетворительные шумовые характеристики имеют автогенераторы на ПТШ и ДГ.

Стабилизация частоты высокодобротным и резонаторами позволяет реализовать температурный коэффициент частоты порядка 10-6, что обеспечивает значение нестаб. от 10-3…10-4 до 10-5…10-6. Такой широкий разброс нестабильности объясняется различными пределами перестройки частоты: большие нестабильности соответствуют значительным изменениям частоты генератора, а меньшие — узкополосной перестройке либо фиксированному значению частоты.

Если указанная стабильность частоты для нормальной работы радиосистемы недостаточна, гетеродины строят по схеме транзисторно-варакторной цепочки с многократным умножением частоты более высокостабильного низкочастотного задающего генератора (кварцевого или СЧ). Такие гетеродины представляют собой каскадно-соединенные транзисторные и варакторные умножители частоты, между которыми для повышения уровня мощности, фильтрации и развязки включены транзисторные усилительные каскады и фильтры.

Структурная схема ГТ

В небольших пределах (единицы процентов) частота ГТ может варьироваться воздействием на режим работы АЭ по постоянному току, что одновременно приводит к нежелательному изменению мощности ГТ. Более эффективна электронная перестройка с помощью варикапа, включенного в колебательную систему автогенератора. Здесь пределы отклонения частоты составляют 5…50 % и не сопровождаются заметным изменением мощности. Однако снижение добротности резонаторов из-за включения варикапа приводит к возрастанию уровня шумов. Наиболее широкие пределы перестройки (порядка октавы) достигаются при использовании ЖИГ-резонаторов. Недостатками АГ с ЖИГ-резонаторами являются повышенная чувствительность к дестабилизирующим факторам и большие трудности в осуществлении быстрого изменения частоты.

23. КВАРЦОВАННЫЕ ГЕТЕРОДИНЫ. ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ

В современных РПУ кварцов. гет. находят применение, когда к стабильности частоты генерируемых колебаний предъявляются жёсткие требования = относительная нестабильность частоты автоколебаний ±1·10-5, а при термостатировании - м/б доведена до величины ±1·10-7 и даже выше ±1·10-8 – все это при использов. кварца. Кварц резонатор ведет себя как колеб контур с высокой добротностью. Добротность на несколько порядков превышает добротность обычных LC контуров (QL=30-300) и достигает величины (QК=104-n×106) нескольких миллионов.

Параметры эквивалентной электрической схемы Кварца:

LК – динамическая индуктивность, характеризует инерционные свойства пластины

СК – динамическая ёмкость, характеризует упругие ее свойства

rК – динамическое сопротивление, характеризует потери энергии на внутреннее трение в пластине и излучение ультразвуковых волн

С0 – статическая ёмкость Кварца, ёмкость конденсатора с диэлектриком кварцем, а также ёмкость кварцедержателя.

Сопротивление R обусловлено активной проводимостью кварца и кварцедержателя. R велико и его обычно не учитывают.

Эквивалентная схема соответствует параллельному колебательному контуру с неполным подключением со стороны ёмкостной ветви. Для такого контура, (и для Кварца), существуют две резонансные частоты.

Первая из них частота последовательного резонанса:

Вторая – параллельн резонас:

Частота последовательного резонанса ω1 определяется только параметрами кварцевой пластины и поэтому весьма стабильна. Стабильность частоты параллельного резонанса ω2 ниже, потому что она зависит от ёмкости С0, в состав которой входят нестабильные межэлектродная и монтажная ёмкости. При послед резонансе сопрот кварца малое, при паралл – большое.

Суть: стабилизируем резонансную частоту LC-контура, подключая кварц в цепь обратн связи (использ частоту послед резонасн, т к выше стабильность)

Легче построить LC генератор на ТР по схеме с ОБ (обеспечим малое последов сопрот-е в цепи кварца, иначе уменьш добротн кварца).

Ниже схемы: LC генератор на основе генератора ХАРТЛИ и генератора КОЛПИТЦА.

Сs включают последов с кварцем для изменения частоты кварца в небольш пределах

Относительная нестаб частоты будет тем меньше, чем выше добротн кварца, крутизна и гранич частота ТР.

24. АМПЛИТУДНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ. ОСНОВНЫЕ СООТНОШЕНИЯ. НЕЛИНЕЙНЫЕ ИСКАЖЕНИЯ ПРИ ДЕТЕКРИРОВАНИИ

В амплитудном детекторе осуществляется выделение огибающей АМ-сигнала с одновременным устранением несущего колебания. Роль несущих колебаний могут выполнять как гармонические колебания, так и последовательности радио- или видеоимпульсов. АМ-детектор – преобразователь, для получения напряжения, изменяющегося пропорцион изменению амплит квазигармонич сигнала.

Детектор = нелинейный элемент (НЭ) для образования спектральных компонент + линейный фильтр (для выделения НЧ сигнала и устранения ВЧ сигнала).

Функциональная схема детектора: последов соединение НЭ и ФНЧ.

НЭ = п/п диоды, ТР(бип и полев); ФНЧ = резистр и емкость

Схема параллельного амплитудного детектора дополнена ФНЧ .

АД последовательного типа

На выходе получаем НЧ сигнал, в котором содер-ся информация.

2 режима работы (в зависим от участка ВАХ диода): 1) квадратичн детектиров 2) линейное детектиров

Квадратич детектиров: использ нелин участок ВАХ диода, кот аппроксимир квадрат членом iд = а2Uд2. За счет квадр члена получ полезн сигнал. Падение напряж вызовут только НЧ компоненты, а ВЧ – зашунтир емкостью. Коэфф-нт гармоник велик в этом режиме.

При поступлении на вход детектора "слабых" сигналов говорят, что имеет место режим квадратичного детектирования.

Коэффициент передачи квадратичного детектора

где S, S' - крутизна B/A характеристики диода и ее производная кривизна в точке U=0.

Коэффициент передачи зависит от амплитуды входного сигнала, имеет малую величину и чем меньше амплитуда, тем менее эффективно детектирование.

Напряжение на выходе детектора пропорционально квадрату входного напряжения

.

Недостатками квадратичного режима являются значительные нелинейные искажения модулирующего сигнала (достигающие величины m/4) и низкое входное сопротивление детектора

.

Линейный режим детектиров:

1й подрежим: детектор-выпрямитель (схема послед АД, но без емкости С на выходе). Работа: умножение сигнала на 1 для + значен, и на 0 для – значений сигнала. На выходе периодич. Последоват. Прямоугольн. импульсов.

2й подрежим: детектор огибающей (схема послед АД).

СR = tRC – постоян времени НЧ фильтра, значение подбир-ся что бы Uс следило за огибающей.

Детектор огиб эффективнее.

1/wCн << R < 1/ΩCн – условие прав работы детектора

Коэфф-нт передачи АМ детек:

Напряж на выходе:

Ед = Uсигн = Iд0Rн, на диоде Uд = Uвх – Eд,

подаем на вход немодулир сигнал

Uвх = Uwcosw0t,

Кд = cosθ – коэф передачи детектора,<1. Для увеличен – можно увелич SRн, но при условии отслеживания огибающей.

Вх. сопротив детек Rвх = Rн/2

Параллельн АД(схема выше):

Вх. сопротив детек Rвх.паралл = Rн/3, в паралл АД более сильное шунтиров источ сигнала, использся такой АД, если на его входе кроме перемен сигнала, есть постоян сигн. Сильное шунтирование источн питания, примен-ся фильтр (на схеме)

Искажения при АМ детектиров: на входе АМ сигнал, если нет искажен, то на выходе имеем:

Ед = UвхКд, Кд = cosθ,

Значит

Ед = Uн cosθ(1+mcosΩt).

При отсутств искажений выделение огибающей без искажений.

Причины появления искажений: 1) нелинейность харак-к детек, 2) большая постоян времени нагрузки, 3) не достат большое различие частот модуляц и несущей, 4) влияние разделит цепи.

1) Нелин характ детекиров: реальн характ повторяет ВАХ диода, напряж нелин участка Uнел = 0,1 В, если на входе напряж ниже Uнел, то Кд зависит от вх напряж – отличие форм вых напряж от формы огибающей.

Условие отсутств искаж:

Uвх мин = Uн (1 – m) > U нел, выполняется подбором амплит несущей, т е Uu > Uнел/(1-m)

2) При больш знач пост времени τ = RнCн детект станов инерционным относит измен огибающ вх напряж. Емкость не успев разрядится и не отслежив изменение огибиющей детектор.

Условие отсутствия искажений:

τ = RнCн >

3) Условие отсутств искажен: fн > (5 … 10) fmax – верх частот спектра сигнала

4) Rвх>mRн/(1-m) не будет искажений

Транзистор АД:

Позв получ больш коэфф передачи – проще селективная обработка

25. ДЕТЕКТИРОВАНИЕ РАДИОИМПУЛЬСОВ

Детекторы радиоимпульсов применяются в приемниках импульсных сигналов.

По мере установления выходного напряжения Ед входное сопротивление вырастает (угол отсечки уменьшается).

В установившемся режиме детектор практически не шунтирует входной контур.

Допустимым считается

Существуют два вида детекторов радиоимпульсов: детекторы отдельных радио импульсов и детекторы огибающей(пиковые детекторы) последовательности радиоимпульсов. Пиковый детектор предназначен для детектирования импульсов постоянного ток, то есть выходное напряжение на нём пропорционально пиковому напряжению видеоимпульсов. Положительным импульсом диод открывается, СН заряжается СН запирает диод и разряжается через нагрузку.

КП =ЕД / UПИК =1/Θ, при Θ >>1 , КД <<1

Работа простого амплитудного детектора при детектировании видеоимпульсов КД = ЕД / UПИК =1/(1+( Θ/S*RН)) работа пикового детектора

gВХ =iД/ UПИК=S(1-(EСМ+EД)/UПИК)

Пиковый детектор представляет собой по существу обычный детектор, обладающий настолько большой постоянной времени разрядки нагрузочного конденсатора, что между импульсами напряжение на нем мало изменяется и остается примерно пропорциональным амплитуде последнего импульса (рисунок 13.2). С этой точки зрения обычный детектор с постоянной времени является пиковым при непрерывном сигнале. Когда же роль несущего колебания выполняет импульсная последовательность с периодом повторения импульсов T , для сохранения "пиковости" детектора необходимо выполнить условие . Если, как это чаще всего бывает, , спад напряжения на нагрузке между импульсами не будет превышать 10%.

Pисунок 13.2.

Сообщение с помощью импульсной последовательности может быть достаточно точно передано при выполнении условия .

На основании изложенного можно сделать вывод, что при пиковом детектировании радиоимпульсов остаются в силе все расчетные формулы для детектора непрерывного сигнала. Следует только учитывать, что для полной эквивалентности всех показателей детектора при переходе от непрерывного сигнала к импульсному необходимо выполнить условия, при которых положение рабочей точки в случае импульсного сигнала на входе детектора будет таким же, как и в случае непрерывного сигнала, и эта рабочая точка будет столь же неподвижной. Этого можно добиться соответствующим увеличением нагрузки R и постоянной времени . В частности, если диод имеет идеальную линейно ломаную характеристику, то подача сигнала со скважностью приводит к тому, что в раз уменьшается постоянная составляющая тока через диод, т.е.

. (13.3)

Так как по-прежнему

,

получаем уравнение для нахождения угла отсечки в виде

. (13.4)

Понятие входного сопротивления имеет смысл только при действии сигнала на входе детектора и, следовательно, выражение для сохраняется таким же, как и при непрерывном сигнале:

. (13.5)

Таким образом, в данном случае достаточно увеличить в раз сопротивление нагрузки детектора, чтобы восстановить все его качественные показатели при переходе от непрерывного сигнала к импульсному. При необходимости неискаженного воспроизведения огибающей импульсной последовательности должны быть выполнены обычные условия:

, .

Роль несущего колебания здесь выполняет последовательность видеоимпульсов. Амплитуда видеоимпульсов изменяется в соответствии с законом модуляции (рисунок 13.3). Задача детектора - выделить огибающую видеоимпульсной последовательности. Очевидно, должны выполняться условия , , , . В большинстве случаев амплитуда видеоимпульсов весьма велика и используется диодный детектор, обладающий наибольшей перегрузочной способностью. Могут применяться последовательная и параллельная схемы. Параллельная схема предпочтительнее, когда импульсы снимаются с выхода видеоусилителя и требуется изоляция диода от высокого напряжения источника питания. При изучении переходных процессов каскад видеоусилителя и детектор необходимо рассматривать как одно целое, поскольку спектры входного и выходного процессов перекрываются и нельзя ограничиться учетом реакции детектора на усилитель через изменяющееся значение величины .

Pисунок 13.3. Pисунок 13.4.

Pисунок 13.5. Pисунок 13.6.

Схема последовательного детектора видеоимпульсов изображена на рисунок 13.4. В ней предшествующий усилительный каскад заменен источником - генератором ЭДС с внутренним сопротивлением , а паразитные, шунтирующие вход детектора емкости отброшены как несущественные. Формирование выходного напряжения иллюстрируется рисунок 13.3. За время существования входного импульса нагрузочный конденсатор C заряжается с постоянной времени

Если , то конденсатор успевает зарядиться практически до амплитудного значения импульса.

В промежутках между импульсами конденсатор разряжается с постоянной времени . Если выполняется условие , то потеря напряжения между импульсами, будет очень незначительной. Таким образом, детектор видеоимпульсов при выполнении указанных условий является пиковым детектором с коэффициентом передачи, близким к единице.

Схема параллельного детектора видеоимпульсов изображена на рисунок 13.15. Здесь за время действия импульса конденсатор C заряжается с постоянной времени . Разрядка конденсатора между импульсами происходит с достоянной времени

.

В любой момент времени напряжение на нагрузке , где - напряжение на конденсаторе C, изменяющееся так, как показано на рисунок 13.3 ( ). Следовательно, форма напряжения на нагрузке R будет такой, как на рисунок 13.6 ( ). Это напряжение содержит постоянную составляющую, которая может быть выделена после дополнительной фильтрации в фильтре нижних частот с постоянной времени . При выполнении условий коэффициент передачи детектора получается очень близким к единице.

28. ФАЗОВЫЕ ДЕТЕКТОРЫ. СХЕМЫ, ХАРАКТЕРИСТИКИ

Фазовый детектор (ФД) – преобразователь, выходной параметр (напряжение, ток, и т.д.) которого пропорционален разности фаз сигнала и опорного напряжения.

Если в качестве вых параметра выбрано напряжение, а вх напряжение spm(t) = A сos[w0 t + j(t)], и опорное напряжение

uo = Uocoswot ,

то выходное напряжение должно быть

Epd = Kpd j(t) .

Структурная схема ФД совпадает со схемой ПЧ; отличие состоит в том, что на выходе здесь включен ФНЧ, и в соотношении частот гетеродина и сигнала

wГ = wС =w0.

Выходное напряжение детектора

Epd = 0,5S1 ARH cosj,

Где S1- крутизна для первой гармоники тока преобразовательного элемента.

Детектирование фазы можно реализовать с помощью перемножителя и ФНЧ – рис.12.1.

Рис.12.1. Фазовый детектор

Опорное напряжение

uo = Uocoswot .

Анализ этой схемы показывает, что детекторная характеристика нелинейная

.

Фазовый детектор с одним диодом.

Такой ФД удобно анализировать как преобразователь с амплитудным детектированием суммы двух колебаний: гармонического (опорное напряжение) uo = Uocoswot и квазигармонического (информационный входной сигнал) uin = Uincos[wot + j(t)] – колебания с одинаковой частотой, но разными фазами. Амплитуда суммарного колебания

.

Напряжение на выходе ФД определяется коэффициентом передачи амплитудного детектора Kd

.

При малой амплитуде входного сигнала Uin << Uo

Балансный ФД – рис.8.5.

;

;

.

29. АМПЛИТУДНЫЕ ОГРАНИЧИТЕЛИ

При угловой модуляции информация содержится в частоте (фазе) квазигармонического колебания. Изменение амплитуды сигнала может привести к искажениям при детектировании. Амплитудные ограничители (АО) служат для устранения амплитудной модуляции квазигармонического колебания – напряжение на выходе амплитудного ограничителя имеет постоянную амплитуду.

Рис. 12.0. Диодный амплитудный ограничитель

АО содержит ограничитель мгновенных значений, который обеспечивает постоянство максимальных (минимальных) напряжений, и полосовой фильтр. Полосовой фильтр подавляет гармоники, создаваемые ограничителем мгновенных значений.

30. ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ С АМПЛИТУДНЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ СИГНАЛА С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ (ЧМ-АМ)

Принцип действия ЧД с преобразованием ЧМ-АМ (AM - амплитудная модуляция) основан на том, что после прохождения ЧМ колебаний через преобразующую (дифференцирующую) цепь на выходе имеет место колебание с AM. При этом закон изменения амплитуды полностью повторяет закон изменения частоты, а последующее амплитудное детектирование позволяет выделить модулирующую функцию s(t). Продифференцировав (5), получаем

uвыхДЦ(t) = duчм(f)/dt= Um [ω0 + ΔωДs(t)]sin[ω0t + Φ(t)] (8)

откуда видно, что в изменение амплитуды выходного сигнала дифференцирующей цепи заложен закон изменения s(t). Подав это напряжение на амплитудный детектор (АД), на выходе получаем

uc(t) ~ UmΔωДs(t)

Идеальная дифференцирующая цепь с коэффициентом передачи K(jw) =jwt: (для резонансных цепей K(jw) =j(w - wоt), модуль которого представляет собой прямую линию с углом наклона к оси частот, может быть приближенно реализована при помощи RC-, RL- и RCL-цепсй. При этом используются скаты их амплитудно-частотных характеристик (АЧХ) с относительно линейными участками. Простейшая схема такого детектора и пояснение принципа его работы приведены соответственно на рис.4а и рис.46 соответственно. Недостатком такого детектора (с расстроенным контуром относительно средней частоты ЧМ колебаний) является большая величина нелинейных искажений, для уменьшения которых следует расширять полосу пропускания колебательного контура. Однако, это приводит к уменьшению крутизны частотной характеристики ЧД. Для уменьшения нелинейных искажений применяются балансные ЧД с двумя взаимно расстроенными контурами (рис.5).

31.ЧАСТОТНЫЕ ДЕТЕКТОРЫ С ФАЗОВЫМ ПРЕОБРАЗОВАНИЕМ СИГНАЛА С ЧАСТОТНОЙ МОДУЛЯЦИЕЙ

В ЧД такого типа сигнал с ЧМ преобразуется в ФМ-колебания с последующим детектированием и использованием фазового детектора (ФД). Принцип действия такого ЧД основан на том, что при прохождении ЧМ колебания через идеальную линию задержки Tо, фазовый сдвиг сигнала на ее выходе относительно входного (опорного) колебания пропорционален мгновенной частоте j(t) = =Tоw(t), а напряжения на входах ФД

Uчм вх (t) = Umcosφ(t) (9), Uчм вх (t – τ0) = Umcosφ(t – τ0)

Для нормальной работы ФД одно из этих колебаний должно быть дополнительно сдвинуто на p/2. Оба колебания подаются на входы ФД, на выходе которого формируется сигнал, амплитуда которого пропорциональна разности фаз входного и опорного напряжений:

UФД вых ~ φЧМ(t – τ0) – φЧМ(τ) = [φ(t) - φ(t – τ0)]/ τ0 = τ0 dφ(t)/dt = ω0τ0 + τ0ΔωДs(t) (10)

то есть выходное напряжение ФД пропорционально модулирующему сигналу.

Алгоритм работы такого детектора поясняется структурной схемой на рис.6.

Труднореализуемая линия задержки может быть заменена четырехполюсником с фазовой характеристикой, близкой к линейной в некоторой полосе частот (рис.7). Здесь линия задержки заменена двухконтурной системой с фазовой характеристикой, близкой к линейной в полосе пропускания, а фазовый сдвиг на p/2 осуществляется благодаря известному свойству двухконтурной системы, в которой выходное напряжение на резонансной частоте сдвинуто относительно входного на p/2.

32. АВТОМАТИЧЕСКАЯ РЕГУЛИРОВКА УСИЛЕНИЯ (АРУ) ПРМ

АРУ предназначена для поддержания уровня выходного сигнала ПРМ вблизи заданного значения при изменении амплитуды входного сигнала.

Причины изменения амплитуды:

1. Изменение расстояния между ПРМ и передатчиком.

2. Изменение направления ПРМ и передающих антенн.

3. Изменение условий распространения радио волн.

4. Изменение отображающей поверхности (для РЛС).

; ; -уравнение идеальной АРУ

АРУ должна реагировать только на изменения средние значения амплитуды Uср. АРУ :1) – прямые, 2) - обратные

Обратная АРУ - точка приложения регулировочного напряже-ния находится ближе по входу ПРМ (Ир1) чем точка съема входного напряжена АРУ.Прямые АРУ наоборот.

Особенности:

Обратные АРУ – защищают от перегрузок систему АРУ, изменение параметров системы АРУ меньше сказывается на смещение характеристик ПРМ (т.к. есть обратная связь), но не может дать постоянства выходного напряжения. Причина - выход линейного тракта ПРМ является входом систем АРУ. Система не может обладать большой регулировкой усиления, кроме того, так как система с ОС, то она обладает ограниченным быстродействием (из-за чего система может стать неустойчивой). Прямые АРУ – позволяют обеспечить в принципе постоянное напряжение на выходе; при выходе обеспечивает высокое быстродействие, но перегрузкам подвержена сама система, поэтому надо ставить на вход свою систему усиления

ОСНОВНЫЕ ХАРАКТЕРИСТИКИ И ПАРАМЕТРЫ СИСТЕМЫ АРУ

1.Основной характеристикой является амплитудная характеристика линейного тракта приемника.

Uвход.min и Uвход.max – определяют динамический диапазон ПРМ.

С применением системы АРУ динамический диапазон на линейном участке существенно расширяется, т.е. ПРМ не перегружается.

Фактически значение U вых. должно быть постоянно.

Чтобы АРУ не реагировало на шумы ПРМ, применяют задержанные системы АРУ.

детектор АРУ открывается только, когда U вход.>U3

В этом случае амплитудная характеристика выглядит следующим образом:

ее преимущество в том, что она не подвержена воздействию помех или слабых сигналов; в зависимости от напряжения задержки U3 система обладает большим быстродействием - чем больше U3, тем больше быстродействие.

33.РЕГУЛИРУЕМЫЙ УСИЛИТЕЛЬ (РУ)

1. Режимный РУ.

на затвор транзистора подается регулирующее напряжение Up.

Регулируя напряжение U34 меняем крутизну стоко-затворной характеристики триода, а следовательно меняем коэффициент усиления.

Глубина регулировки здесь:

Это АРУ не задержанная.

2. РУ с изменяемой ОС (тоже режимный)

На V1 собрана схема резонансного усилителя, а на V2 собрана регулируемая обратная связь.

Коэффициент усиления триода V2 регулируется изменением регулирующего Up

где K – коэффициент усиления V1,а b - коэффициент усиления V2. b переменное => K ос. тоже переменное.Достоинство по сравнению с первой схемой: больший динамический диапазон, а глубина регулировки тоже больше

СТАТИЧЕСКИЙ РЕЖИМ (СР) РАБОТЫ АРУ

При анализе СР полагают, что переходные процессы закончены и системы находятся в установившемся состоянии.

СТРУКТУРНАЯ СХЕМА:

РУ меняет свое K0 в зависимости от Up

Задается при этом

Для идеальной системы АРУ:

В СР анализируем:

требуемая глубина регулировки:

Задается типом РУ и определяем вид регулировочной характеристики.

Для всех каскадов:

Число каскадов (округляем в большую сторону до целого числа).

При выборе числа РУ надо учитывать:

1) РУ должны находиться возможно ближе к входу приемника, чтобы большее число каскадов ПРМ было защищено от перегрузок;

2) с возрастанием числа каскадов уменьшается линия глубины регулирования требуется от каждого каскада следовательно уменьшается искажения полезного сигнала.

N=2-5 – обычная.

ДИНАМИЧНЫЙ РЕЖИМ (ДР) РАБОТЫ АРУ

При анализе ДР анализируется длительность переходных процессов системы ее инерциальность (быстродействие) и ее устойчивость, чтобы оценить степень искажения полезного сигнала (его огибоющей).

Анализ переходных процессов.

При этом полагаем:

1) РУ является безинерционным устройством;

2) все инертности АРУ заключены в инерциальности ее фильтра;

3) регулированная характеристика РУ апраксимируется прямой линией.

Анализ сводится к следующему: надо найти дифференциальное уравнение этой системы и его решение.

Уравнение этой прямой:

K p = K (Up) = K0 начал. – pUp;

Найдем связь Uвх и Uвых

К0начКнр Uвых< Eз(АРУ разомкнут)

Uвых= Uвх

К0нр ( К0нач – РUр) Uвых> Eз

К0нр-Коэффициент усиления нерегулируемого усилителя

Найдем отсюда UР: (из второго условия)

U1- напряжение на входе фильтра

U1=КАРУ(Uвых -РЕзад);

КАРУºкоэффициент передачи детектора Кd

Подставим Up и U1 в дифференциальное уравнение.

Получим дифференциальное уравнение системы АРУ.

- это линейное дифференциальное уравнение первого порядка. Решение этого дифференциального уравнения зависит от закона изменения входного сигнала.

Для анализа переходных процессов входа сигнала это скачек, тогда решение этого уравнения:

Uвых. нач. – начальное значение выходного напряжения:

Uвых. нач.=K0 нр.K0 нач. Uвход.

m-эквивалентный коэффициент усиления цепи АРУ,

m=К0нрКАРУР

tАРУ - постоянная времени цепи АРУ.

График переходных процессов в системе АРУ:

При t®¥

Чем ­ Е3, тем ­ Uвых уст; Е31>E32

Таким образом, быстродействие системы АРУ зависит:

1) от величины нерегулируемых коэффициентов усиления (чем больше эта величина, тем меньше t и тем выше быстродействие);

2) от величины коэффициента усиления цепи АРУ (чем выше KАРУ, тем больше крутизна следовательно меньше tАРУ следовательно больше быстродействие);

3) от амплитуды входного сигнала (чем больше Uвх., тем меньше t, тем больше быстродействие, будет круче спадать exp.);

4) от постоянной времени фильтра tф=СфRф (чем больше tф, тем больше tАРУ следовательно, меньше быстродействие);

5) от E (чем больше E3, тем больше инерционность АРУ).

34. ОСОБЕННОСТИ РАБОТЫ АРУ В ПРИЕМНИКАХ ИМПУЛЬСНЫХ СИГНАЛОВ

АРУ делятся на инерционные и безинерционным.

1. Инерционные системы АРУ.

В таких АРУ должно выполнятся условие tАРУ>>Тп, где Тп – период повторения импульсов. Тогда характеристики такой АРУ аналогичны характеристикам АРУ для непрерывных сигналов. В качестве примера рассмотрим импульсное АРУ в ПРМ РЛС, решающую задачу по дальности и угловым координатам: На рисунке обозначено: ВУ - видеоусилитель; СК-стробирующийся каскад, открывающийся строб-импульсами передатчика. Выход СК используется для ССУК – схемой слежения по угловым координатам; ЗИ - зондирующие импульсы передатчика; ОИ - Отраженные от цели импульсы. Uр- пропорционально последовательности видеоимпульсов на UвхАРУ*АРУ реагирует на среднее значение огибающей, поэтому tАРУ выбираем из условия: tАРУ>>tи, а с другой стороны эта величина должна быть гораздо меньше максимального периода отраженного сигнала: tАРУ<<tоn,

Весь остальной расчет аналогичен расчету системы АРУ для непрерывных сигналов.

2) Безинерционные системы АРУ

Применяются по назначению самой радиосистемы: например, АРУ приемник самолетного ответчика; АРУ приемника РЛС обнаружения.

Для этих АРУ различают два режима работы:

1) tБАРУ>tu ; 2) tБАРУ<tn,

Рассмотрим первый режим:

tБАРУ>tu , следовательно, сигнал проходит при максимальном усилении.

ОИ - отраженный импульс

от цели

ПИ- помеховый импульс.

То есть БАРУ решают еще

задачу по борьбе с импульсными помехами

Рассмотрим второй вариант: tБАРУ<tn,

Сигнал имеет переменную амплитуду U0 и длительность импульса так же переменная. Нужно так выбирать tБАРУ, чтобы U0вых была постоянна независимо от U0 и tu. Главная задача здесь выделить сигнал и сформировать на выходе сигнал с постоянной U0вых. Это более быстродействующая система, чем первая. В периоды между импульсами обе системы БАРУ не работают - они разомкнуты, то есть это стемы дискретные во времени.

35. НЕРЕЖИМНЫЕ АРУ

Все системы АРУ в зависимости от типа РУ делятся на режимные и не режимные.

Uвх Uвых

Uр

Пусть РУ – это резонансный усилитель. Тогда |K(jw)|=|S’||ZH’|

S – крутизна активного элемента.

Чтобы менять усиление нужно:

1) менять крутизну (получаем режимную АРУ)

|S’|=f (Up)

2) менять сопротивление нагрузки (получаем не режимное АРУ)

|ZH’|=f (Up)

3. Нережимный РУ (электрический управляемый аттенюатор).

Если Up= 0, то диоды открыты и коэффициент усиления максимален и наоборот.

Достоинство: глубина регулировки 25-30 дБ. Простота.

Недостаток: большие нелинейные искажения за счет диодов.

36. СИСТЕМЫ АПЧ, ВАРИКАПЫ

37. СИСТЕМЫ ЧАСТОТНОЙ АПЧ

38. СИСТЕМА ФАПЧ

Система ФАПЧ используется для восстановления колебаний с несущей частотой в системах передачи информации с одной боковой полосой, с подавленной несущей, в системах, использующих фазомодулированные колебания, в качестве узкополосного перестраиваемого по частоте фильтра, в синтезаторах частот для создания высокостабильных колебаний и т.д. – в тех случаях, когда необходимо восстановить принимаемое колебание с точностью до фазы.

Рис. 7. Система ФАПЧ. Функциональная схема

На вход фазового дискриминатора (ФД) подается входное напряжение и напряжение, поступающее с опорного генератора. Фазовый дискриминатор определяет рассогласование по фазе, и пропорционально его величине и знаку вырабатывает напряжение, которое поступает на ФНЧ. Фильтр сглаживает этот процесс, и напряжение с выхода фильтра воздействует на контур ПГ. В результате этого происходит изменение частоты генератора. Но так как ,то изменяется и фаза. Это изменение приводит к уменьшению фазового рассогласования.

Математическое описание работы системы. Структурная схема

На вход системы ФАПЧ поступает напряжение

Пусть

, (10)

где

; (11)

– фаза сигнала; – начальная фаза сигнала.

Напряжение на выходе подстраиваемого генератора:

(12)

Фазовый дискриминатор определяет разность фаз

(13)

Если в качестве фазового дискриминатора использован перемножитель сигналов, напряжение на выходе фазового дискриминатора равно:

(14)

В общем случае напряжение на выходе ФД можно представить выражением:

(15)

- дискриминационная характеристика (рис. 8); ξ (t)- флуктуационная составляющая.

Если в системе нет ограничения, то ξ не зависит от φ.

При нулевой расстройке разность фаз φ между входным и опорным сигналами составляет и автоматически устанавливается в системе.

Рис. 8. Дискриминационная характеристика

Если бы входной и опорный сигналы описывались одинаковыми функциями – и или и, то в результатом перемножения была бы четная функция cosφ, и при нулевой расстройке присутствовало бы управляющее напряжение, изменяющее фазу опорного сигнала на .

(16)

Сигнал с ФД поступает на ФНЧ с операторным коэффициентом передачи W(p), затем воздействует на контур генератора и изменяет его частоту. Работа генератора описывается тем же уравнением, что и для системы ЧАП.

На основании уравнений (10 ─ 16) может быть составлена структурная схема (рис. 9).

Рис. 9. Структурная схема ФАПЧ

С помощью интегратора обеспечивается операция перехода от частоты к фазе.Эта схема обеспечивает, в отличие от системы ЧАП, слежение с точностью до фазы, т.е. частотная ошибка в стационарном режиме в среднем равна нулю. В качестве примера применения системы ФАПЧ рассмотрим схему, осуществляющую амплитудное синхронное детектирование (рис. 10).

Рис. 10. Схема ФАПЧ в составе амплитудного синхронного детектора